随着电子技术高度发达，我们的日常生活中到处都可以看到电子产品的身影。所有的电子电路在工作的时候都需要使用电源为电路提供能量，电子电路的供电电源质量的好坏直接影响到系统电路的工作效果。目前，大部分系统采用开关电源作为系统的供电电源，开关电源具有多种电路拓扑，其种类繁多、转换效率高，在进行电压转换的时候可以进行升压和降压，但是由于开关电源主要是利用PWM的方式来对系统的电压进行调节，其电源噪声大，电磁干扰强，而且电路结构复杂，所以系统的体积较大，通常需要采用独立式的电路结构。而目前一些数字电路芯片，比如现场可编程逻辑芯片（FPGA）等，其工作时需要多个等级的电压，一般情况下需要1.2V、2.5V、3.3V，此时如果每种电压都采用开关电源的进行供电的话，势必会造成系统电路体积庞大。而线性稳压电源采用线性稳压器作为系统电压转换的核心器件，电路噪声小，输出电压纹波小，电路体积小，结构简单，十分适合于精密电路的供电，比如一些高速的单片机、DSP、FPGA的应用电路中，通常采用串联型稳压电源为芯片供电，所以对串联反馈式稳压电源的研究是十分有意义的。

LLC的优势之一就是能够在比较宽的负载范围内实现原边MOSFET的零电压开通（ZVS），MOSFET的开通损耗理论上就降为零了。要保证LLC原边MOSFET的ZVS，需要满足以下三个基本条件： 　　1）上下开关管50%占空比，1800对称的驱动电压波形； 　　2）感性谐振腔并有足够的感性电流； 　　3）要有足够的死区时间维持ZVS。 　　图a)是典型的LLC串联谐振电路。图b)是感性负载下MOSFET的工作波形。由于感性负载下，电流相位上会超前电压，因此保证了MOSFET运行的ZVS。要保证MOSFET运行在感性区，谐振电感上的谐振电流必须足够大，以确保MOSFET源漏间等效的寄生电容

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串联电阻效应 实际上结区外的电阻不能忽略，因此外加电压除降落在PN结区及边界处的扩散区外，还有一部分降落在体内及电极上。导致实际降落在PN结的电压降低。 串联电阻效应在大电流下比较明显，使得I-V曲线偏离指数形式，甚至成为线性关系。

基于MATLAB的串联超前校正设计.ppt

6.4.4串联滞后－超前校正例题 例6-3 要求校正后单位反馈系统KV=10s-1，g≥50，Kg=10dB，试设计串联校正装置。已知 解： 、由KV=10可得K=10，根据K=10绘制未校正系统的Bode图，如图6-19所示。由图可知校正前wco=2.7，g0≈-33o，wgo=1.41，Kg0≈-10.5dB，显然未校正系统不稳定。 或者：

模式识别专业课教授内容简单小结。

开关电源原理与设计（连载六） 　　1-3-2．反转式串联开关电源储能电感的计算 　　反转式串联开关电源储能电感的计算方法与前面“串联式开关电源储能滤波电感的计算”方法基本相同，计算反转式串联开关电源中储能电感的数值，也是从流过储能电感的电流为临界连续电流状态进行分析。但须要特别注意，反转式串联开关电源中的储能电感仅在控制开关K关断期间才产生反电动势向负载提供能量，因此，流过负载的电流比串联式开关电源流过负载的电流小一倍，即：当占空比小于0.5时，反转式串联开关电源中流过负载R的电流Io只有流过储能电感L最大电流iLm的四分之一。 　　根据（1-21）式： 　　iLm =Ui*Ton/L

1-2-4．串联式开关电源储能滤波电容的计算 　　我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手，对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析，然后再对储能滤波电容C的数值进行计算。 　　图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。图1-6中，Ui为电源的输入电压，uo为控制开关K的输出电压，Uo为电源滤波输出电压，iL为流过储能滤波电感电流，Io为流过负载的电流。图1-6-a）是控制开关K输出电压的波形；图1-6-b）是储能滤波电容C的充、放电曲线图；图1-6-c）是流过储能滤波电感电流iL的波形。当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，控

阻抗串联相加，串联相减，并联相加，并联相减计算器。 阻抗a+bi方式计算。 一个阻抗串联另外 一个阻抗的加减运算 一个阻抗并联另外 一个阻抗的加减运算